发布时间：2024-10-03 09:10:18 人气：
三科逆变器自动启动怎么设置
用按钮或旋转开关。
三科变频器端子启动把面板参数P0.01＝1，p5.02等于02，旋转控制器按钮即可。
逆变器是把直流电能（电池、蓄电瓶）转变成定频定压或调频调压交流电的转换器。
逆变电源与逆变器的区别以及他们的原理、用途
逆变也就是逆变器
逆变器是一种DC to AC的变压器，它其实与转化器是一种电压逆变的过程。
逆变器（图1）
转换器是将电网的交流电压转变为稳定的12V直流输出，而逆变器是将Adapter输出的12V直流电压转变为高频的高压交流电；两个部分同样都采用了用得比较多的脉宽调制（PWM）技术。其核心部分都是一个PWM集成控制器，Adapter用的是UC3842，逆变器则采用TL5001芯片。TL5001的工作电压范围3.6～40V，其内部设有一个误差放大器，一个调节器、振荡器、有死区控制的PWM发生器、低压保护回路及短路保护回路等。
输入接口部分：输入部分有3个信号，12V直流输入VIN、工作使能电压ENB及Panel电流控制信号DIM。VIN由Adapter提供，ENB电压由主板上的MCU提供，其值为0或3V，当ENB=0时，逆变器不工作，而ENB=3V时，逆变器处于正常工作状态；而DIM电压由主板提供，其变化范围在0～5V之间，将不同的DIM值反馈给PWM控制器反馈端，逆变器向负载提供的电流也将不同，DIM值越小，逆变器输出的电流就越大。
电压启动回路：ENB为高电平时，
逆变器（图2）
输出高压去点亮Panel的背光灯灯管。
PWM控制器：有以下几个功能组成：内部参考电压、误差放大器、振荡器和PWM、过压保护、欠压保护、短路保护、输出晶体管。
直流变换：由MOS开关管和储能电感组成电压变换电路，输入的脉冲经过推挽放大器放大后驱动MOS管做开关动作，使得直流电压对电感进行充放电，这样电感的另一端就能得到交流电压。
LC振荡及输出回路：保证灯管启动需要的1600V电压，并在灯管启动以后将电压降至800V。
输出电压反馈：当负载工作时，反馈采样电压，起到稳定I逆变器电压输出的作用。
应用领域
1.汽车上的逆变器所获得的220V电，是220V 50HZ，高档点的是正弦波的，便宜的一般是方波的。
正弦波的那种和接插座上用的电，是一样的，而方波的其实也可以用，只不过如果用风扇等有电机的设备，会有一些噪音，之所以用方波，就是因为这种调制方式成本比较低。一般，车载的这个逆变器，功率最大不过500瓦，空调一般都700多瓦，而且了，你真的那么想把家用空调装车上？汽车里的空调，包括那些大客车，都是让引擎直接驱动压缩机的，不是用电的，如果中间多一个电的转换过程，损耗就更大了。而且也不好装，还不如用汽车空调。
2.接笔记本，电视，碟机之类的东西，只要在他的额定功率下使用，都没问题 但是需要注意 他是接在汽车蓄电池上的，虽然他一般都是11V就自动保护断电，避免电压过低导致车无法启动，但是还是不适宜在引擎不运转的情况下用，，所以如果用负载比较大，还是建议启动引擎。如果是给手机充电道没什么问题。
3.电动车上，有一个叫DC-DC的模块，他也叫 直流转换器 ，这个模块输入48V，输出12V，那么你只要购买一个12V输入的车载逆变器就可以使用。当然若你能买到48V输入的逆变器更好，但估计很难买到 而且，这个模块一般只能提供5A电流，最多不过10A，而且车灯什么的也要用，所以很容易过载，建议，如果可以，多买一个 直流转换器，这个转换器专门给你那逆变器供电，然后如果直流转换器只能提供5A，那么逆变器输入就应当小于5A，否则可能会损坏那模块， 当然有一些直流转换器电流是很大的，如果修车的地方没有，可以到一些电器店或叫他们修理的给你进一个大电流的，或者多个直流转换器并联也可以，总之，不要让他过载就可以 。
4.城市轨道车辆上有一种vvvf牵引逆变器，用于变频变压，在列车牵引时将高压（一般为dc750V或DC1500V）变为频率和电压可调的三相电供给牵引电动动机使用，在制动时可以把列车惯性带动牵引电机旋转发出的三相电能转换为直流电反馈回电网或通过能量消耗模块消耗掉。
逆变器在通信领域的主要应用在于：
为直流电源提供交流辅助电源。
有些维护工具需要交流电源，直流电源无法提供交流电源，可借助逆变器提供。
为光伏并网电源系统提供DC-AC变换功能。
将太阳能系统产生的直流电逆变为交流电，输入电网。
svpwm的原理讲解
SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期Tpwm内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。
SVPWM是一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。
SVPWM与SPWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。 SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。
设直流母线侧电压为Udc，逆变器输出的三相相电压为UA、UB、UC，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 UA(t)、UB(t)、UC(t)，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。
可见 U(t)是一个旋转的空间矢量，Um为相电压峰值，且以角频率ω=2πf按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 U(t)在三相坐标轴（a，b，c）上的投影就是对称的三相正弦量。
直流电动机的问题
1.引言
永磁直流无刷电机是近年来迅速成熟起来的一种新型机电一体化电机。该电机由定子、转子和转子位置检测元件霍尔传感器等组成,由于没有励磁装置,效率高、结构简单、工作特性优良,而且具有体积更小、可靠性更高、控制更容易、应用范围更广泛、制造维护更方便等优点,使无刷电机的研究具有重大意义。
本系统设计是利用调压调速，根据调整供电PWM电源的占空比进而调整电压的方式实现。本设计采用无刷直流电机专用控制芯片MC33035，它能够对霍尔传感器检测出的位置信号进行译码,它本身更具备过流、过热、欠压、正反转选择等辅助功能, 组成的系统所需外围电路简单，设计者不必因为采用分立元件组成庞大的模拟电路,使得系统的设计、调试相当复杂,而且要占用很大面积的电路板。
MC33035和MC33039这两种集成芯片也可以方便地完成无刷直流电动机的正反转、运转起动以及动态制动、过流保护、三相驱动信号的产生、电动机转速的简易闭环控制等。利用专用集成芯片构成的无刷直流电机控制系统，具有集成度高、速度快及完善的保护功能等特点。驱动电路结构简单，因而整个线路外围元件少、走线简单，可大大减小逆变器体积。
2.系统原理
该闭环速度控制系统用三个霍尔集成电路作为转子位置传感器。用MC33035的8脚参考电压（6.24V）作为它们的电源，霍尔集成电路输出信号送至MC33035和MC33039。系统控制结构框图如图1所示，MC33039的输出经低通滤波器平滑，引入MC33035的误差放入器的反相输入端，而转速给定信号经积分环节输入MC33035的误差放大器的同相输入端，从而构成系统的转速闭环控制。
图1 系统控制原理
3.控制电路设计
MC33035的工作电源电压范围很宽，在10V-30V之间，芯片内含有基准电压6.25V。MC33035内部的转子位置译码器主要用于监控三个传感器输入,以便系统能够正确提供高端和低端驱动输入的正确时序。传感器输入可直接与集电极开路型霍尔效应开关或者光电耦合器相连接。此外,该电路还内含上拉电阻,其输入与门限典型值为2.2V的TTL电平兼容。用MC33035系列产品控制的三相电机可在最常见的四种传感器相位下工作。MC33035所提供的60°/120°选择可使MC33035很方便地控制具有60°、120°、240°或300°的传感器相位电机。其三个传感器输入有八种可能的输入编码组合,其中六种是有效的转子位置,另外两种编码组合无效，通过六个有效输入编码可使译码器在使用60°电气相位的窗口内分辨出电机转子的位置。MC33035直流无刷电机控制器的正向/反向输出可通过翻转定子绕组上的电压来改变电机转向。当输入状态改变时,指定的传感器输入编码将从高电平变为低电平,从而改变整流时序,以使电机改变旋转方向。电机通/断控制可由输出使能来实现,当该管脚开路时,连接到正电源的内置上拉电阻将会启动顶部和底部驱动输出时序。而当该脚接地时,顶端驱动输出将关闭,并将底部驱动强制为低,从而使电动机停转。MC33035中的误差放大器、振荡器、脉冲宽度调制、电流限制电路、片内电压参考、欠压锁定电路、驱动输出电路以及热关断等电路的工作原理及操作方法与其它同类芯片的方法基本类似。MC33035外围电路如图2。
图2 MC33035外围电路
如图所示，我们给电压为24V的电源，F/R控制电机转向，正向/反向输出可通过翻转定子绕组上的电压来改变电机转向。当输入状态改变时,指定的传感器输入编码将从高电平变为低电平,从而改变整流时序,以使电机改变旋转方向。
电机通/断控制可由输出使能7管脚来实现,当该管脚开路时,连接到正电源的内置上拉电阻将会启动顶部和底部驱动输出时序。而当该脚接地时,顶端驱动输出将关闭,并将底部驱动强制为低,从而使电动机停转。
由于MC33035的8管脚提供6.25V标准电压输出，因此可以用此电压给霍尔元器件以及其他器件供电,在这个系统中PWM信号的产生是很容易的,而且PWM信号的频率可以由外部电路调节, 其频率由公式决定, R5是一个可变电阻,通过调节R5,即可改变PWM信号的频率。只需要在MC33035的外围加一个电容、一个电阻及一个可调电位器即可产生我们所需要的脉宽调制信号。因MC33035的8管脚输出为6.25V标准电压,由R6、C1组成了一个RC振荡器,所以10管脚的输入近似一三角波,其频率由决定。R5为控制无刷电机转速的电位器,通过该电位器改变11管脚对地的电压,从而来改变电机的转速。运算放大器1由外部接成一个跟随器的形式,所以11管脚的对地电压即为比较器2的反相输入电压,通过电位器R5改变11脚的对地电压从而改变比较器2的输出方波的占空比,即比较器2的输出为我们所需的PWM信号。
14管脚是故障输出端，L1用作故障指示，当出现无效的传感器输入码、过流、欠压、芯片内部过热、使能端为低电平时，LED发光报警，同时自动封锁系统，只有故障排除后，经系统复位才能恢复正常工作。R6及C1决定了内部振荡器频率（也即PWM的调制频率）,转速给定电位计W的输出经过积分环节输入MC33035的误差放大器的同相输入端,其反向输入端与输出端相连,这样,误差放大器便构成了一个单位增益电压跟随器,从而完成系统的转速控制。
8管脚接一NPN的三极管，当8脚电压为高电平时，三极管导通，为MC33039和霍耳传感器提供电压。电解电容C2是滤波作用，防止电流回流。
MC33035的17管脚的输入电压低于9.1V时,由于17脚的输入连接内部一比较器的同相输入端,该比较器的反相输入为内部一9.1V标准电压,此时MC33035通过与门将驱动下桥的三路输出全部封锁,下桥的三个功率三极管全部关断,电机停止运行,起欠压保护作用。过热保护等功能是芯片内部的电路,无需设计外围电路。
该系统的无刷直流电机内置有3个霍尔效应传感器用来检测转子位置,一旦决定电机的换相,并可以根据该信号来计算电机的转速。传感器的输出端直接接MC33035的4、5、6管脚。当电机正常运行时,通过霍尔传感器可得到3个脉宽为180度电角度的互相重叠的信号,这样就得到6个强制换相点,MC33035对3个霍尔信号进行译码,使得电机正确换相。
当MC33035的11脚接地时,电机转速为0,即可实现刹车制动。
MC330399是Motorola公司配合MC33035专门设计的无刷电机闭环速度控制器,这是一个8脚的双列直插窄式集成电路块。MC33039对输入的转子位置信号码进行有关的处理,产生一个与电机实际转速成正比的转速电压信号。
从电机转子位置检测器送来的三相位置检测信号（SA、SB、SC）一方面送入MC33035，经芯片内部译码电路结合正反转控制端、起停控制端、制动控制端、电流检测端等控制逻辑信号状态，经过运算后，产生逆变器三相上、下桥臂开关器件的六路原始控制信号，其中，三相下桥开关信号还要按无刷直流电机调速机理进行脉宽调制处理。处理后的三相下桥PWM控制信号（AB、BB、CB）及三相上桥控制信号（AT、BT、CT）经过驱动放大后，施加到逆变器的六个开关管上，使其产生出供电机正常运行所需的三相方波交流电流。另一方面，转子位置检测信号还送入MC33039，经F/V转换，得到一个频率与电机转速成正比的脉冲信号FOUT，其通过简单的阻容网络滤波后形成转速反馈信号，利用MC33035中的误差放大器即可构成一个简单的P调节器，实现电机转速的闭环控制。实际应用中，还可用外接各种PI、PID调节电路实现复杂的闭环调节控制，如图3所示。
图3 MC33039构成的闭环控制系统电路图
从MC33039的5脚输出的脉冲数是电动机每一转输出12个脉冲。按电动机最高转速来选择定时元件。设最高转速是3500r/min,即58r/s。此时,每秒输出脉冲数是58×12=696个。即其频率约为700Hz,周期约为1.4ms。根据MC33039技术手册,取定时元件参数R21=100KΩ,C4=0.01uF,单稳态电路产生脉冲宽度为1340ns。8脚接MC33035的基准电压。5脚输出经100k电阻接MC33035的12脚（误差放大器反相输入端）。放大器此时增益为10倍,0.1μF的电容起滤波平滑作用。MC33035振荡器参数:电阻取5.1kΩ,电容取0.1μF,PWM频率约为2.4kHz。该系统采用无感电阻（0.04Ω,0.5W）作为电流检测用,并经1.1kΩ电阻连接到9脚。
由于22脚接地为低电平，因此控制电路工作在120°的传感器电气相位输入状态下。
4.驱动电路设计
图4 驱动电路图
如图4所示，其输出的下桥三路驱动信号可直接驱动N沟通功率MOSFET的IRF530，上桥三路驱动信号可直接驱动P沟通功率MOSFET的IRF9530。MC33035的1、2、24脚的信号经过IRF9530放大，19、20、21脚的信号经过IRF530得到的信号驱动无刷直流电动机转动。A、B、C分别与无刷直流电动机三相绕组成三角形接法。
5.实验结果
图5 驱动信号
图5中的2路驱动信号，分别属于某一桥壁的上下两只MOSFET的驱动信号，比较可知，每支开关管一周期导通120°，并且2路驱动信号间不可能重合。
6.结论
本文设计的直流无刷电机控制系统,是采用纯硬件方式实现的,它具有简单、可靠、体积小、低成本的特点,尤其是配合MC33039构成转速闭环控制后,调速性能非常优异。但是由于MC33035的PWM调制方式为调节占空比,这就难以改善输出电流的波形,电机运行时有一定的转矩脉动。总之,MC33035非常适于小功率无刷电机的控制,尤其可应用于伺服机构、机电一体化的调速设备。
文章你可以用来参考下。
脉冲宽度调制的控制方法
采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础，对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形.按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率.PWM控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪80年代以前一直未能实现.直到进入上世纪80年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，PWM控制技术才真正得到应用.随着电力电子技术，微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论，非线性系统控制思想的应用，PWM控制技术获得了空前的发展.到目前为止，已出现了多种PWM控制技术，根据PWM控制技术的特点，到目前为止主要有以下8类方法.
等脉宽PWM法
VVVF(Variable Voltage Variable Frequency）装置在早期是采用PAM(Pulse Amplitude Modulation）控制技术来实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压.等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的一种.它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变其周期，达到调频的效果。改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化. 相对于PAM法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量.
随机PWM
在上世纪70年代开始至上世纪80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般不超过5kHz,电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注.为求得改善，随机PWM方法应运而生.其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱.正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值；另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，随机PWM技术正是提供了一个分析，解决这种问题的全新思路.
SPWM法
SPWM(Sinusoidal PWM）法是一种比较成熟的，如今使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同的. SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值.该方法的实现有以下几种方案.
等面积法
该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点.
硬件调制法
硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形.通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形.其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点,在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波.但是，这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制.
软件生成法
由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生.软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法.
自然采样法
以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法.其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制.
规则采样法
规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波.其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法.当三角波只在其顶点（或底点）位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（即采样周期）内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样.当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期（此时为采样周期的两倍）内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样.
规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦.其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小.
以上两种方法均只适用于同步调制方式中.
低次谐波消去法
低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法.其原理是对输出电压波形按傅氏级数展开，表示为u（ωt)=ansinnωt，首先确定基波分量a1的值，再令两个不同的an=0,就可以建立三个方程，联立求解得a1,a2及a3，这样就可以消去两个频率的谐波.
该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波，但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点.该方法同样只适用于同步调制方式中.
梯形波与三角波比较法
前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的，从而忽视了直流电压的利用率，如SPWM法，其直流电压利用率仅为86.6%.因此，为了提高直流电压利用率，提出了一种新的方法--梯形波与三角波比较法.该方法是采用梯形波作为调制信号，三角波为载波，且使两波幅值相等，以两波的交点时刻控制开关器件的通断实现PWM控制.
由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时，其所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值，从而可以有效地提高直流电压利用率.但由于梯形波本身含有低次谐波，所以输出波形中含有5次，7次等低次谐波.
线电压控制PWM
前面所介绍的各种PWM控制方法用于三相逆变电路时，都是对三相输出相电压分别进行控制的，使其输出接近正弦波，但是，对于像三相异步电动机这样的三相无中线对称负载，逆变器输出不必追求相电压接近正弦，而可着眼于使线电压趋于正弦.因此，提出了线电压控制PWM，主要有以下两种方法.
马鞍形波与三角波比较法
马鞍形波与三角波比较法也就是谐波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次谐波，调制信号便呈现出马鞍形，而且幅值明显降低，于是在调制信号的幅值不超过载波幅值的情况下，可以使基波幅值超过三角波幅值，提高了直流电压利用率.在三相无中线系统中，由于三次谐波电流无通路,所以三个线电压和线电流中均不含三次谐波[4].
除了可以注入三次谐波以外，还可以注入其他3倍频于正弦波信号的其他波形，这些信号都不会影响线
电压.这是因为，经过PWM调制后逆变电路输出的相电压也必然包含相应的3倍频于正弦波信号的谐波，但在合成线电压时，各相电压中的这些谐波将互相抵消，从而使线电压仍为正弦波.
单元脉宽调制法
因为，三相对称线电压有Uuv+Uvw+Uwu=0的关系，所以，某一线电压任何时刻都等于另外两个线电压负值之和.如今把一个周期等分为6个区间，每区间60°，对于某一线电压例如Uuv，半个周期两边60°区间用Uuv本身表示，中间60°区间用-(Uvw+Uwu）表示，当将Uvw和Uwu作同样处理时，就可以得到三相线电压波形只有半周内两边60°区间的两种波形形状，并且有正有负.把这样的电压波形作为脉宽调制的参考信号，载波仍用三角波，并把各区间的曲线用直线近似（实践表明，这样做引起的误差不大，完全可行），就可以得到线电压的脉冲波形，该波形是完全对称，且规律性很强，负半周是正半周相应脉冲列的反相，因此，只要半个周期两边60°区间的脉冲列一经确定，线电压的调制脉冲波形就唯一地确定了.这个脉冲并不是开关器件的驱动脉冲信号，但由于已知三相线电压的脉冲工作模式，就可以确定开关器件的驱动脉冲信号了.
该方法不仅能抑制较多的低次谐波，还可减小开关损耗和加宽线性控制区，同时还能带来用微机控制的方便,但该方法只适用于异步电动机，应用范围较小.
电流控制PWM
电流控制PWM的基本思想是把希望输出的电流波形作为指令信号，把实际的电流波形作为反馈信号，通过两者瞬时值的比较来决定各开关器件的通断，使实际输出随指令信号的改变而改变.其实现方案主要有以下3种.
滞环比较法
这是一种带反馈的PWM控制方式，即每相电流反馈回来与电流给定值经滞环比较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流跟踪给定电流的变化.该方法的优点是电路简单，动态性能好，输出电压不含特定频率的谐波分量.其缺点是开关频率不固定造成较为严重的噪音，和其他方法相比，在同一开关频率下输出电流中所含的谐波较多.
三角波比较法
该方法与SPWM法中的三角波比较方式不同，这里是把指令电流与实际输出电流进行比较，求出偏差电流，通过放大器放大后再和三角波进行比较，产生PWM波.此时开关频率一定，因而克服了滞环比较法频率不固定的缺点.但是，这种方式电流响应不如滞环比较法快.
预测电流控制法
预测电流控制是在每个调节周期开始时，根据实际电流误差，负载参数及其它负载变量，来预测电流误差矢量趋势，因此，下一个调节周期由PWM产生的电压矢量必将减小所预测的误差.该方法的优点是，若给调节器除误差外更多的信息，则可获得比较快速，准确的响应.如今，这类调节器的局限性是响应速度及过程模型系数参数的准确性.
空间电压矢量控制PWM
空间电压矢量控制PWM(SVPWM）也叫磁通正弦PWM法.它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形.此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体,以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场（正弦磁通）.
具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式.磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量.此法输出电压比正弦波调制时提高15%，谐波电流有效值之和接近最小.磁通闭环式引
入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度.在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压矢量，形成PWM波形.这种方法克服了磁通开环法的不足，解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音.但由于未引入转矩的调节，系统性能没有得到根本性的改善.
矢量控制PWM
矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia,Ib及Ic，通过三相/二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1及Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1及It1(Im1相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制.其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度，磁场两个分量进行独立控制.通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制.
但是，由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性，使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足.此外.它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制，在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便.
直接转矩控制PWM
1985年德国鲁尔大学Depenbrock教授首先提出直接转矩控制理论(Direct Torque Control简称DTC).直接转矩控制与矢量控制不同，它不是通过控制电流，磁链等量来间接控制转矩，而是把转矩直接作为被控量来控制，它也不需要解耦电机模型，而是在静止的坐标系中计算电机磁通和转矩的实际值，然后，经磁链和转矩的Band-Band控制产生PWM信号对逆变器的开关状态进行最佳控制，从而在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，能方便地实现无速度传感器化，有很快的转矩响应速度和很高的速度及转矩控制精度，并以新颖的控制思想，简洁明了的系统结构，优良的动静态性能得到了迅速发展.
但直接转矩控制也存在缺点，如逆变器开关频率的提高有限制.
非线性控制PWM
单周控制法[7]又称积分复位控制（Integration Reset Control,简称IRC），是一种新型非线性控制技术，其基本思想是控制开关占空比，在每个周期使开关变量的平均值与控制参考电压相等或成一定比例.该技术同时具有调制和控制的双重性，通过复位开关，积分器，触发电路，比较器达到跟踪指令信号的目的.单周控制器由控制器，比较器，积分器及时钟组成，其中控制器可以是RS触发器，其控制原理如图1所示.图中K可以是任何物理开关，也可是其它可转化为开关变量形式的抽象信号.
单周控制在控制电路中不需要误差综合，它能在一个周期内自动消除稳态，瞬态误差，使前一周期的误差不会带到下一周期.虽然硬件电路较复杂，但其克服了传统的PWM控制方法的不足，适用于各种脉宽调制软开关逆变器，具有反应快，开关频率恒定，鲁棒性强等优点，此外，单周控制还能优化系统响应，减小畸变和抑制电源干扰，是一种很有前途的控制方法.
谐振软开关PWM
传统的PWM逆变电路中，电力电子开关器件硬开关的工作方式，大的开关电压电流应力以及高的du/dt和di/dt限制了开关器件工作频率的提高，而高频化是电力电子主要发展趋势之一，它能使变换器体积减小，重量减轻，成本下降，性能提高,特别当开关频率在18kHz以上时，噪声将已超过人类听觉范围，使无噪声传动系统成为可能.
谐振软开关PWM的基本思想是在常规PWM变换器拓扑的基础上，附加一个谐振网络，谐振网络一般由谐振电感，谐振电容和功率开关组成.开关转换时，谐振网络工作使电力电子器件在开关点上实现软开关过程，谐振过程极短，基本不影响PWM技术的实现.从而既保持了PWM技术的特点，又实现了软开关技术.但由于谐振网络在电路中的存在必然会产生谐振损耗，并使电路受固有问题的影响，从而限制了该方法的应用。
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浅谈电力系统的无功优化和无功补偿
摘要： 电力系统的无功优化和无功补偿是提高系统运行电压，减小网损，提高系统稳定水平的有效手段。本文对当前国内外的无功优化和无功补偿进行了总结，对目前无功补偿和优化存在的问题进行了一定的探讨和研究。
关键词： 无功优化 无功补偿 非线性 网损电压质量
1 前言
随着国民经济的迅速发展，用电量的增加，电网的经济运行日益受到重视。降低网损，提高电力系统输电效率和电力系统运行的经济性是电力系统运行部门面临的实际问题，也是电力系统研究的主要方向之一。特别是随着电力市场的实行，输电公司（电网公司）通过有效的手段，降低网损，提高系统运行的经济性，可给输电公司带来更高的效益和利润。电力系统无功功率优化和无功功率补偿是电力系统安全经济运行研究的一个重要组成部分。通过对电力系统无功电源的合理配置和对无功负荷的最佳补偿,不仅可以维持电压水平和提高电力系统运行的稳定性, 而且可以降低有功网损和无功网损,使电力系统能够安全经济运行。
无功优化计算是在系统网络结构和系统负荷给定的情况下，通过调节控制变量（发电机的无功出力和机端电压水平、电容器组的安装及投切和变压器分接头的调节）使系统在满足各种约束条件下网损达到最小。通过无功优化不仅使全网电压在额定值附近运行，而且能取得可观的经济效益，使电能质量、系统运行的安全性和经济性完美的结合在一起，因而无功优化的前景十分广阔。无功补偿可看作是无功优化的一个子部分，即它通过调节电容器的安装位置和电容器的容量，使系统在满足各种约束条件下网损达到最小。
2 无功优化和补偿的原则和类型
2.1 无功优化和补偿的原则
在无功优化和无功补偿中，首先要确定合适的补偿点。无功负荷补偿点一般按以下原则进行确定：
1)根据网络结构的特点，选择几个中枢点以实现对其他节点电压的控制；
2)根据无功就地平衡原则，选择无功负荷较大的节点。
3)无功分层平衡，即避免不同电压等级的无功相互流动，以提高系统运行的经济性。
4)网络中无功补偿度不应低于部颁标准0.7的规定。
2.2 无功优化和补偿的类型
电力系统的无功补偿不仅包括容性无功功率的补偿而且包括感性无功功率的补偿。在超高压输电线路中(500kV及以上)，由于线路的容性充电功率很大，据统计在500kV每公里的容性充电功率达1.2Mvar／km。这样就必须对系统进行感性无功功率补偿以抵消线路的容性功率。如实际上，电网在500kV的变电所都进行了感性无功补偿，并联了高压电抗和低压电抗，使无功在500kV电网平衡。
3 输配电网络的无功优化(闭式网)
电力系统的无功补偿从优化方面可从两个方面说起，即输配电网络(闭式网)和配电线路及用户的无功优化和补偿(开式网)。
3.1 无功优化的目标函数
参考文献〔3〕中著名的等网损微增率定律指出，当全网网损微增率相等时，此时的网损最小。无功的补偿点应设置在网损微增率较小的点(网损微增率通常为负值时进行无功补偿)，这样通过与最优网损微增率相结合进行反复迭代求解得到优化的最佳点。一方面，该方法没有计及其它控制变量的调节作用，同时在实际运行中也不可能通过反复迭代使全网网损微增率相等，这样做的计算量太大且费时。与此同时，国内外学者对无功优化进行了大量研究，提出了大量的无功优化的数学模型的优化算法。无功优化的数学模型主要有两种，其一为不计无功补偿设备的费用，以系统网损最小为主要目的。即优化状态时无功优化的目标函数可用下式表达：
其二，以系统运行最优为目标函数，它计及了系统由于补偿后减小的网损费用和添加补偿设备的费用，可用下式表达：
式中，β为每度电价，τmax为年最大负荷损耗小时数，α、γ分别表示为无功补偿设备年度折旧维护率和投资回收率，KC为单位无功补偿设备的价格，QC∑为无功补偿总容量。模型二考虑了投资问题，可认为是一种比较理想的模型。特别是随着电力市场的实行，各部门都追求经济效益，显然考虑了无功投资问题更合理一些。
3.2 优化算法
由于电力系统的非线性、约束的多样性、连续变量和离散变量混合性和计算规模较大使电力系统的无功优化存在着一定的难度。将非线性无功优化模型线性化求解，是一些算法的出发点，如基于灵敏度分析的无功优化潮流、无功综合优化的线性规划内点法、 带惩罚项的无功优化潮流和内点法等等，以上均是通过将非线性规划运用泰勒级数展开,忽略二阶及以上的项,建立线性化模型求得优化解。这些方法由于在线性化的过程中，忽略了二阶及以上的项，其计算的收敛性得不到保证。为了提高优化计算的收敛性，又提出了将罚函数的思想引入线性规划,提出了带惩罚项的无功优化潮流模型与算法，使依从变量的越限消除或减小到最低限度。但它不能从根本上结局线性化后的不收敛问题。
针对线性算法方法的不足，又提出了一些运用非线性算法，混合整数规划、约束多面体法和非线性原-对偶算法等等。尽管这些方法能在理论上找到最优解，但由于无功优化本身的特性，使计算复杂、费时，且不能保证可靠收敛。
为了提高收敛性和非线性的对于无功优化中的离散变量(变压器分接头的调节，电容器组的投切)的处理，基于人工智能的新方法，相继提出了遗传算法，Tabu搜索法，启发式算法，改进的遗传算法，分布计算的遗传算法和摸似退火算法等等，这些算法在一定的程度上提高了无功优化的收敛性和计算速度，并且有些方法已经投入实际应用并取得了较好的效果。
但在无功优化仍有以下一些问题需要解决：
1)由于无功优化是非线性问题，而非线性规划常常收敛在局部最优解，如何求出其全局最优解仍需进一步研究和探讨。
2)由于以网损为最小的目标函数，它本身是电压平方的函数，在求解无功优化时，最终求得的解可能有不少母线电压接近于电压的上限，而在实际运行部门又不希望电压接近于上限运行。如果将电压约束范围变小，可能造成无功优化的不收敛或者要经过反复修正、迭代才能求出解(需人为的改变局部约束条件)。如何将电压质量和经济运行指标相统一仍需进一步研究。
3)无功优化的实时性问题。伴随着电力系统自动化水平的提高，对无功优化的实时性提出了很高的要求，如何在很短的时间内避免不收敛，求出最优解仍需进一步研究。<![endif]>
4 配电线路上的无功补偿及用户的无功补偿
4.1 配电线路上的无功补偿
由于35kV、10kV及一些低压配电线路的电阻相对较大，无功潮流在线路上流动时引起的功率损耗较大且电压损耗较大，故其无功补偿理论建立在其上。经典的线路补偿理论认为电容器安装的位置可见下表。
其原理可简述如下：
当线路输送的无功功率Q，线路长度L，每组补偿距离为x时，每组补偿容量为Qx
Qx=Qx／L
当认为电容器安装在补偿区间中心时，降低的线损最大。无功潮流图可见图1所示：
当第i组电容器安装地点离末端的距离为：
对任一组电容器安装位置离末端的位置为：
xi=L(2i-1)/(2n+1)
其最佳补偿容量为：
nQx=2nQ／(2n+1)
这样即可求得表1的数据。
对于配电线路的无功补偿可有效降低网损，但它的效果不如在低压侧补偿。这个结论是假定无功潮流是均匀分布的，如果线路上的无功潮流为非均匀分布的，得出的结论将不同；同时在线路上安装电容器组时，其维护、操作比较不便，且也没有考虑补偿设备的投资问题。因此，建议采用下述方式。
4.2 用户的无功补偿
对于企业及大负荷用电单位，按照无功补偿的种类又分为高压集中补偿、低压集中补偿和低压就地补偿。文献〔8〕指出在补偿容量相等的情况下，低压就地补偿减低的线损最大，因而经济效益最佳。这是可以理解的。由于低压就地补偿了负荷的感性部分，使流经线路和变压器上的无功电流大大减小，显然此种方法所取得的经济效益最佳。但是上述并没有指出最佳补偿容量应为多少同时也没有计及无功设备的投资。文献〔6〕指出了对于开式网的最佳补偿容量，三种常见的开式网可见图2所示。
4.2.1 放射式开式网的最佳无功补偿
对于用户或经配变出线的开式网络，针对开式网的接线的最佳无功补偿容量，参考文献〔6〕进行了详细的推导。其目标函数采用第二类目标函数，为了分析，下面进行了简单的推导：
对于网络为放射式网络，此时网络年计算支出费用与无功补偿的关系可表达为：
由于主要研究的是无功功率对有功网损的影响，因此有功功率对网损的影响可不考虑，(4)式可简化为下式：
在其余节点的补偿QCn,op均于上式相同。
4.2.2 干线式和链式开式网的最佳无功补偿
对于干线式及链式接线开式网，在第i=1点设置无功补偿，其QC1,op同放射式开式网，若在i=1,2 设置无功补偿，见图2(b)、(c)所示。
此时年计算支出费用可用下式表达：
同理，可求得QC2,op的表达式为(为了简化起见，节点2电压可认为与节点1电压近似相等)：
式中R∑为干线式或链式接线开式网线路电阻之和，此处R∑=R1+R2
推广到网络节点数为i, 干线式或链线式开式网线路段数为m, 综合可得开式网各处无功负荷最佳补偿容量QCi,op的计算通式为：
上述公式简单明了，且将著名的等网损微增率和最优网损微增率结合在一起，通过计算公式一次性能得出最佳补偿容量，避免了计算的迭代过程，具体算例可见参考文献〔3〕例6-2，在6-2例中，求解最佳补偿容量是通过求解5组方程，6次迭代所得，而利用上述的推导公式可一次性计算出。
5 结语
电力系统的无功优化和无功补偿需要比较精确的负荷数据、发电机数据、变压器参数等等。同时在电力系统的实际运行中，电力系统的状态是连续变化的，因此无功优化和无功补偿应根据实际情况灵活运用。随着调度自动化、配网自动化和无人变电站的进一步实现，需要计算快，收敛性良好的算法，同时伴随着电力市场的实行，无功定价理论的逐渐成熟，无功优化的理论也将相应改变并进一步完善。百度地图
积分调节能消除静差，而且调节速度快。 为什么是错的？
( √ ) 1、线圈自感电动势的大小，正比于线圈中电流的变化率，与线圈中的电流的大小无关。
( × ) 2、当电容器的容量和其两端的电压值一定时，若电源的频率越高，则电路的无功功率就越小。
( × ) 3、在RLC串联电路中，总电压的有效值总是大于各元件上的电压有效值。
( √ ) 4、当RLC串联电路发生谐振时，电路中的电流将达到其最大值。
( × ) 5、磁路欧姆定律适用于只有一种媒介质的磁路。
( √ ) 6、若对称三相电源的U相电压为Uu=100sin(ωt 60) V，相序为U－V－W ，则当电源作星形连接时线电压为Uuv=173.2sin(ωt 90)V。
( × ) 7、三相负载做三角形连接时，若测出三个相电流相等，则三个线电流也必然相等。
( × ) 8、带有电容滤波的单相桥式整流电路，其输出电压的平均值与所带负载的大小无关。
( × ) 9、在硅稳压管的简单并联型稳压电路中，稳压管应工作在反向击穿状态，并且应与负载电阻串联。
( × ) 10、当晶体管的发射结正偏的时候，晶体管一定工作在放大区。
( × ) 11、画放大电路的交流通道时，电容可看作开路，直流电源可视为短路。
( × ) 12、放大器的输入电阻是从放大器输入端看进去的直流等效电阻。
( × ) 13、对于NPN型晶体管共发射极电路，当增大发射结偏置电压Ube时，其输入电阻也随之增大。
( √ ) 14、晶体管是电流控制型半导体器件，而场效应晶体管则是电压型控制半导体器件。
( √ ) 15、单极型器件是仅依靠单一的多数载流子导电的半导体器件。
( √ ) 16、场效应管的低频跨导是描述栅极电压对漏极电流控制作用的重要参数，其值愈大，场效应管的控制能力愈强。
( × ) 17、对于线性放大电路，当输入信号幅度减小后，其电压放大倍数也随之减小。
( √ ) 18、放大电路引入负反馈，能够减小非线性失真，但不能消除失真。
( √ ) 19、放大电路中的负反馈，对于在反馈环中产生的干扰、噪声、失真有抑制作用，但对输入信号中含有的干扰信号没有抑制能力。
( √ ) 20、差动放大电路在理想对称的情况下，可以完全消除零点漂移现象。
( √ ) 21、差动放大电路工作在线性区时，只要信号从单端输入，则电压放大倍数一定是从双端输出时放大倍数的一半，与输入端是单端输入还是双端输入无关。
( × ) 22、集成运算放大器的输入级一般采用差动放大电路，其目的是要获得更高的电压放大倍数。
( × ) 23、集成运算放大器的内部电路一般采用直接耦合方式，因此它只能放大直流信号，不能放大交流信号。
( × ) 24、集成运放器工作时，其反向输入端和同相输入端之间的电位差总是为零。
( √ ) 25、只要是理想运放，不论它工作是在线性状态还是在非线性状态，其反向输入端和同相输入端均不从信号源索取电流。
(√ ) 26、实际的运放在开环时，其输出很难调整到零电位，只有在闭环时才能调至零电位。
( √ ) 27、电压放大器主要放大的是信号的电压，而功率放大器主要放大的是信号的功率。
( √ ) 28、分析功率放大器时通常采用图解法，而不能采用微变等效电路。
( × ) 29、任何一个功率放大电路，当其输出功率最大时，其功放管的损耗最小。
( × ) 30、CW78XX系列三端集成稳压器中的调整管必须工作在开关状态下。
( × ) 31、各种三端集成稳压器的输出电压均是不可以调整的。
( × ) 32、为了获得更大的输出电流容量，可以将多个三端稳压器直接并联使用。
( √ ) 33、三端集成稳压器的输出有正、负之分，应根据需要正确的使用。
( √ )34、任何一个逻辑函数的最小项表达式一定是唯一的。
( × ) 35、任何一个逻辑函数表达式经简化后，其最简式一定是唯一的。
( × ) 36、TTL与非门的输入端可以解任意阻值电阻，而不会影响其输出电平。
( √ ) 37、普通TTL与非门的输出端不能直接并联使用。
( × ) 38、TTL与非门电路参数中的扇出电压No，是指该门电路能驱动同类门电路的数量。
( √ ) 39、CMOS集成门电路的输入阻抗比TTL集成门电路高。
( √ ) 40、在任意时刻，组合逻辑电路输出信号的状态，仅仅取决于该时刻的输入信号。
( × ) 41、译码器、计数器、全加器和寄存器都是逻辑组合电路。
( √ ) 42、编码器在某一时刻只能对一种输入信号状态进行编码。
( √ ) 43、数字触发器在某一时刻的输出状态，不仅取决于当时的输入信号的状态，还与电路的原始状态有关。
( × ) 44、数字触发器进行复位后，其两个输出端均为0。
( √ ) 45、双相移位器即可以将数码向左移，也可以向右移。
( × ) 46、 异步计数器的工作速度一般高于同步计数器。
( √ ) 47、N进制计数器可以实现N分频。
( × ) 48、与液晶数码显示器相比，LED数码显示器具有亮度高且耗电量低的优点。
( √ ) 49、用8421BCD码表示的十进制数字，必须经译码后才能用七段数码显示器显示出来。
( × ) 50、七段数码显示器只能用来显示十进制数字，而不能用于显示其他信息。
( √ ) 51、施密特触发器能把缓慢的的模拟电压转换成阶段变化的数字信号。
( × ) 52、与逐次逼近型A/D转换器相比，双积分型A／D转换器的转换速度较快，但抗干扰能力较弱。
( √ ) 53、A／D转换器输出的二进制代码位数越多，其量化误差越小，转换精度越高。
( √ ) 54、数字万用表大多采用的是双积分型A／D转换器。
( × ) 55、各种电力半导体器件的额定电流，都是以平均电流表示的。
( × ) 56、额定电流为100A的双向晶闸管与额定电流为50A的两支反并联的普通晶闸管，两者的电流容量是相同的。
( √ ) 57、对于门极关断晶闸管，当门极上加正触发脉冲时可使晶闸管导通，而当门极加上足够的负触发脉冲有可使导通的晶闸管关断。
( × ) 58、晶闸管由正向阻断状态变为导通状态所需要的最小门极电流，称为该管的维持电流。
( √ ) 59、晶闸管的正向阻断峰值电压，即在门即断开和正向阻断条件下，可以重复加于晶闸管的正向峰值电压，其值低于转折电压。
( √ ) 60、在规定条件下，不论流过晶闸管的电流波形如何，与不论晶闸管的导通角有多大，只要通过管子的电流的有效值不超过该管的额定电流的有效值，管子的发热是允许的。
( × ) 61、晶闸管并联使用时，必须采取均压措施。
( × ) 62、单相半波可控整流电路，无论其所带负载是感性还是纯阻性，晶闸管的导通角与触发延迟角之和一定等于180°。
( × ) 63、三相半波可控整流电路的最大移相范围是 0°～180°。
( × ) 64、在三相桥式半控整流电路中，任何时刻都至少有两个二极管是处于导通状态。
( √ ) 65、三相桥式全控整流大电感负载电路工作于整流状态时，其触发延迟角α的最大移相范围为 0°～90°。
( √ ) 66、带平衡电抗器三相双反星形可控整流电路工作时，除自然换相点外的任一时刻都有两个晶闸管导通。
( × ) 67、带平衡电抗器三相双反星形可控整流电路中，每只晶闸管中流过的平均电流是负载电流的1／3 。
( × ) 68、如果晶闸管整流电路所带的负载为纯阻性，这电路的功率因数一定为1。
( × ) 69、晶闸管整流电路中的续流二极管只是起到了及时关断晶闸管的作用，而不影响整流输出电压值和电流值。
( √ ) 70、若加到晶闸管两端电压的上升率过大，就可能造成晶闸管误导通。
( √ ) 71、直流斩波器可以把直流电源的固定电压变为可调的直流电压输出。
( √ ) 72、斩波器的定频调宽工作方式，是指保持斩波器通断频率不变，通过改变电压脉冲的宽度来时输出电压平均值改变。
( √ ) 73、在晶闸管单相交流调压器中，一般采用反并联的两支普通晶闸管或一只双向晶闸管作为功率开关器件。
( √ ) 74、逆变器是一种将直流电能变换为交流电能的装置。
( √ ) 75、无源逆变是将直流电变换为某一频率或可变频率的交流电供给负载使用。
( √ ) 76、电流型逆变器抑制过电流能力比电压型逆变器强，适用于经常要求启动、制动与反转的拖动装置。
( √ ) 77、在常见的国产晶闸管中频电源中，逆变器晶闸管大多采用负载谐振式换向方式。
( √ ) 78、变压器温度的测量主要是通过对其油温的测量来实现的，如果发现油温较平时相同的负载和相同冷却条件下高出10℃时，应考虑变压器内部发生了故障。
( × ) 79、变压器无论带什么负载，只要负载电流增大，其输出电压必然降低。
( √ ) 80、电流互感器在运行时，二次绕组绝不能开路，否则就会感应出很高的电压，造成人身和设备事故。
( √ ) 81、变压器在空载时其电流的有功分量较小，而无功分量较大，因此空载运行的变压器，其功率因数很低。
( × ) 82、变压器的铜耗是通过空载测得的，而变压器的铁耗是通过短路试验测得的。
( × ) 83、若变压器一次电压低于额定电压，则不论负载如何，他的输出功率一定低于额定功率。
( × ) 84、具有电抗器的电焊变压器，若增加电抗器的铁芯气隙，则漏抗增加，焊接电流增大。
( √ ) 85、直流电机的电枢绕组若为单叠绕组，这绕组的并联支路数将等于主磁极数，同一瞬时相邻磁极下电枢绕组导体的感应电动势方向相反。
( × ) 86、对于重绕后的电枢绕组，一般都要进行耐压试验，以检查其质量好坏，试验电压选择1.5～2倍电机额定电压即可。
( × ) 87、直流电动机在额定负载下运行时，其火花等级不应该超过2级。
( × ) 88、直流电机的电刷对换向器的压力均有一定的要求，各电刷的压力之差不应超过±5％。
( √ ) 89、无论是直流发电机还是直流电动机，其换向极绕组和补偿绕组都应与电枢绕组串联。
( √ ) 90、他励直流发电机的外特性，是指发电机接上负载后，在保持励磁电流不变的情况下，负载端电压随负载电流变化的规律。
( × ) 91、如果并励直流发电机的负载电阻和励磁电流均保持不变则当转速升高后，其输出电压将保持不变。
( √ ) 92、在负载转矩逐渐增加而其它条件不变的情况下，积复励直流电动机的转速呈上升状态，但差复励直流电动机的转速呈下降状态。
( √ ) 93、串励电动机的特点是起动转矩和过载能力都比较大，且转速随负载的变化而显著变化。
( √ ) 94、通常情况下，他励直流电动机的额定转速以下的转速调节，靠改变加在电枢两端的电压；而在额定转速以上的转速调节靠减弱磁通。
( √ ) 95、对他励直流电动机进行弱磁调速时，通常情况下应保持外加电压为额定电压值，并切除所有附加电阻，以保持在减弱磁通后使电动机电磁转矩增大，达到使电动机升速的目的。
( √ ) 96、在要求调速范围较大的情况下，调压调速是性能最好、应用最广泛的直流电动机调速方法。
( √ ) 97、直流电动机改变电枢电压调速，电动机励磁应保持为额定值。当工作电流为额定电流时，则允许的负载转矩不变，所以属于恒转矩调速。
( √ ) 98、直流电动机电枢串电阻调速是恒转矩调速；改变电压调速是恒转矩调速；弱磁调速是恒功率调速。
( √ ) 99、三相异步电动机的转子转速越低，电机的转差率越大，转子电动势的频率越高。
( × ) 100、三相异步电动机，无论怎样使用，其转差率始终在0～1之间。
( × ) 101、为了提高三相异步电动机起动转矩可使电源电压高于电机的额定电压，从而获得较好的起动性能。
( × ) 102、带由额定负载转矩的三相异步电动机，若使电源电压低于额定电压，则其电流就会低于额定电流。
( √ ) 103、双速三相异步电动机调速时，将定子绕组由原来的△连接改为YY连接，可使电动机的极对数减少一半，使转数增加一倍，这种调速方法是和拖动恒功率性质的负载。
( √ ) 104、绕线转子异步电动机，若在转子回路中串入频敏变阻器进行起动，其频敏变阻器的特点是它的电阻值随着转速的上升而自动提高、平滑的减小，使电动机能平稳的起动。
( √ ) 105、三相异步电动机的调速方法又改变定子绕组极对数调速、改变电源频率调速、改变转子转差率调速三种。
( √ ) 106、三相异步电动机的最大转矩与转子回路电阻值无关，但临界转差率与转子回路电阻成正比。
( × ) 107、三相异步电动机的最大转矩与定子电压的平方成正比关系，与转子回路的电阻值无关。
( × ) 108、直流测速发电机，若其负载阻抗值增大，则其测速误差就增大。
( × ) 109、电磁式直流测速发电机，为了减小温度引起其输出电压的误差，可以在其励磁绕组中串联一个比励磁绕组电阻大几倍而温度系数大的电阻。
( √ ) 110、空心杯形转子异步测速发电机输出特性具有较高的精度，其转子转动惯性量较小，可满足快速性要求。
( √ ) 111、 交流测速发电机，在励磁电压为恒频恒压的交流电、且输出绕组负载阻抗很大时，其输出电压的大小与转速成正比，其频率等于励磁电源的频率而与转速无关。
( √ ) 112 、若交流测速发电机的转向改变，则其输出电压的相位将发生180度的变化。
( √ ) 113、旋转变压器的输出电压是其转子转角的函数。
( √ ) 114、旋转变压器的结构与普通绕线式转子异步电动机结构相似，也可分为定子和转子两大部分。
( √ ) 115、旋转变压器有负载时会出现交轴磁动势，破坏了输出电压与转角间已定的函数关系，因此必须补偿，以消除交轴磁动势的效应。
( √ ) 116、正余弦旋转变压器，为了减少负载时输出特性的畸变，常用的补偿措施有一次侧补偿、二次侧补偿和一、二次侧同时补偿。
( √ ) 117、若交流电机扩大机的补偿绕组或换相绕组短路，会出现空载电压正常但加负载后电压显著下降的现象。
( × ) 118、力矩式自整角机的精度由角度误差来确定，这种误差取决于比转矩和轴上的阻转矩，比转矩越大，交误差越大。
( × ) 119、力矩电机是一种能长期在低速状态下运行，并能输出较大转矩的电动机，为了避免烧毁，不能长期在堵转状态下工作。
( √ ) 120、单相串励换向器电动机可以交直流两用。
( √ ) 121、三相交流换向器电动机起动转矩大，而起动电流小。
( √ ) 122、由于交流伺服电动机的转子制作的轻而细长，故其转动惯量较小，控制较灵活；又因转子电阻较大，机械特性很软，所以一旦控制绕组电压为零，电机处于单相运行时，就能很快的停止转动。
( × ) 123、交流伺服电动机是靠改变控制绕组所施电压的大小、相位或同时改变两者来控制其转速的，在多数情况下，他都是工作在两相不对称状态，因而气隙中的合成磁场不是圆形旋转磁场，而是脉动磁场。
( × ) 124、交流伺服电动机在控制绕组电流作用下转动起来，如果控制绕组突然断路，则转制不会自行停转。
( √ ) 125、直流伺服电动机一般都采用电枢控制方式，既通过改变电枢电压来对电动机进行控制。
( √ ) 126、步进电机是一种把电脉冲控制信号转换成角位移或直线位移的执行元件。
( × ) 127、步进电动机每输入一个电脉冲，其转子就转过一个齿。
( √ ) 128、步进电动机的工作原理是建立在磁力线力图通过最小的途径，而产生与同步电动机一样的磁阻转矩，所以步进电动机从其本质来说，归属与同步电动机。
( √ ) 129、步进电动机的静态步距误差越小，电机的精度越高。
( √ ) 130、步进电动机不失步所能施加的最高控制脉冲的频率，称为步进电动机的起动频率。
( √ ) 131、步进电动机的连续运行频率应大于起动频率。
( × ) 132、步进电动机的输出转矩随其运行频率的上升而增大。
( √ ) 133、自动控制就是应用控制装置使控制对象（如机器、设备和生产过程等）自动地按照预定的规律运行或变化。
( √ ) 134、对自动控制系统而言，若扰动产生在系统内部，则称为内扰动。若扰动来自系统外部，则叫外扰动。两种扰动都对系统的输出量产生影响。
( √ ) 135、在开环系统中，由于对系统的输出量没有任何闭合回路，因此系统的输出量对系统的控制作用没有直接影响。
( √ ) 136、由于比例调节是依靠输入偏差来进行调节的，因此比例调节系统中必定存在静差。
( √ ) 137、采用比例调节的自动控制系统，工作时必定存在静差。
( × ) 138、积分调节能消除静差，而且调节速度快。
( √ ) 139、比例积分调节器，其比例调节作用，可以使得系统动态响应速度较快；而其积分调节作用，又使的系统基本上无静差。
( × ) 140、当积分调节器的输入电压△U i＝0时，其输出电压也为0 。
( √ ) 141、调速系统采用比例积分调节器，兼顾了实现无静差和快速性的要求，解决了静态和动态对放大倍数要求的矛盾。
( × ) 142、生产机械要求电动机在空载情况下提供的最高转速和最低转速之比叫作调速范围。
( × ) 143、自动调速系统的静差率和机械特性两个概念没有区别，都是用系统转速降和理想空载转速的比值来定义的。
( × ) 144、调速系统的调速范围和静差率是两个互不相关的调速指标。
( √ ) 145、在调速范围中规定的最高转速和最低转速，它们都必须满足静差率所允许的范围，若低速时静差率满足允许范围，则其余转速时静差率自然就一定满足。
( √ ) 146、当负载变化时，直流电动机将力求使其转矩适应负载的变化，以达到新的平衡状态。
( × ) 147、开环调速系统对于负载变化时引起的转速变化不能自我调节，但对其它外界扰动时能自我调节的。
( √ ) 148、闭环调速系统采用负反馈控制，是为了提高系统的机械特性硬度，扩大调速范围。
( √ ) 149、控制系统中采用负反馈，除了降低系统误差、提高系统精度外，还是系统对内部参数的变化不灵敏。
( √ ) 150、在有静差调速系统中，扰动对输出量的影响只能得到部分补偿。
( √ ) 151、有静差调速系统是依靠偏差进行调节的，而无静差调速系统则是依靠偏差对作用时间的积累进行调节的。
( × ) 152、调速系统的静态转速降是由电枢回路电阻压降引起的，转速负反馈之所以能提高系统硬度特性，是因为它减少了电枢回路电阻引起的转速降。
( √ ) 153、转速负反馈调速系统能够有效抑制一切被包围在负反馈环内的扰动作用。
( × ) 154、调速系统中，电压微分负反馈和电流微分负反馈环节在系统动态及静态中都参与调节。
( √ ) 155、调速系统中，电流截止负反馈是一种只在调速系统主电路过电流情况下起负反馈调节作用的环节，用来限制主电路过电流，因此它属于保护环节。
( √ ) 156、调速系统中采用电流正反馈和电压负反馈都是为提高直流电动机硬度特性，扩大调速范围。
( √ ) 157、调速系统中电流正反馈，实质上是一种负载转矩扰动前馈调速系统。
( × ) 158、电压负反馈调速系统静特性优于同等放大倍数的转速负反馈调速系统。
( √ ) 159、电压负反馈调速系统对直流电动机电枢电阻、励磁电流变化带来的转速变化无法进行调节。
( × ) 160、在晶闸管直流调速系统中，直流电动机的转矩与电枢电流成正比，也和主电路的电流有效值成正比。
( × ) 161、晶闸管直流调速系统机械特性可分为连续段和断续段，断续段特性的出现，主要是因为晶闸管导通角θ太小，使电流断续。
( × ) 162、为了限制调速系统启动时的过电流，可以采用过电流继电器或快速熔断器来保护主电路的晶闸管。
( × ) 163、双闭环直流自动调速系统包括电流环和转速环。电流环为外环，转速环为内环，两环是串联的，又称双环串级调速。
( × ) 164、双闭环调速系统起动过程中，电流调节器始终处于调节状态，而转速调节器在起动过程的初、后期处于调节状态，中期处于饱和状态。
( √ ) 165、由于双闭环调速系统的堵转电流与转折电流相差很小，因此系统具有比较理想的“挖土机特型” 。
( √ ) 166、可逆调速系统主电路的电抗器是均衡电抗器，用来限制脉动电流。
( √ ) 167、在两组晶闸管变流器反并联可逆电路中，必须严格控制正、反组晶闸管变流器的工作状态，否则就可能产生环流。
( × ) 168、可逆调速系统主组整流装置运行时，反组整流待逆变，并且让其输出电压Udof=Udor，于是电路中没有环流了。
( √ ) 169、对于不可逆的调速系统，可以采用两组反并联晶闸管变流器来实现快速回馈制动。
( √ ) 170、可逆调整系统反转过程是由正向制动过程和反向起动过程衔接起来的。在正向制动过程中包括本桥逆变和反桥制动两个阶段。
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