逆变器vienna



t型vienna逆变原理

T型Vienna逆变器通过高频开关切换和PWM控制，将直流电转换为高质量的正弦交流电。

1. 直流输入

输入稳定的直流电源，例如来自电池、太阳能板或直流母线。

2. 高频开关切换

这是其核心工作环节。逆变器通过控制IGBT或MOSFET等功率开关器件的导通与关断，将直流电切割成高频脉冲序列。其独特的T型三电平拓扑结构能产生更多电平的输出电压，从而有效降低输出谐波和开关损耗。

3. 脉冲宽度调制（PWM）

控制器（如DSP）采用SPWM（正弦脉宽调制）技术，通过调节开关的占空比，使脉冲序列的宽度按正弦规律变化，以精准控制输出电压的幅值和频率。

4. 滤波与整形

高频脉冲波经过LC滤波器进行滤波，滤除高频开关噪声，最终输出纯净的正弦波交流电。滤波器的设计直接决定了输出电能的质量。

详细解析推挽升压变换器之尖峰处理（下）

推挽升压变换器尖峰处理涉及多个方面，包括MOSFET特性、米勒效应、电压计算、开关模式选择以及示波器测试等，以下是对这些方面的详细解析：

MOSFET特性与尖峰处理MOSFET的寄生电容：MOSFET制作工艺使其体内存在三个电容，即输入电容$C_{GS}$、输出电容$C_{OSS}$和反向传输电容$C_{GD}$（也称为米勒电容）。其中，输出电容$C_{OSS}$对尖峰有一定吸收作用。当漏感能量较小时，$C_{OSS}$可以有效吸收尖峰能量，抑制电压尖峰。但如果漏感能量很大，就会在$C_{OSS}$上形成很高的电压，从而损坏MOSFET管。米勒效应：米勒效应由MOS管的米勒电容$C_{GD}$引发。在MOS管开通过程中，$GS$电压上升到某一电压值后会出现一段稳定值，过后$GS$电压又开始上升直至完全导通。这是因为在MOS开通前，$D$极电压大于$G$极电压，寄生电容$C_{GD}$储存的电量需要在其导通时注入$G$极的电荷与其中和，而MOS完全导通后$G$极电压大于$D$极电压。米勒效应会严重增加MOS的开通损耗，且不可能完全消失。为了减小开通损耗，可选择$C_{GD}$较小的MOS管，也可采用图腾驱动等方式。电压计算与MOSFET选型整流后电压计算：整流后的电压计算与电源拓扑和最大占空比有关。例如，在反激工作模式中，不带PFC时，若选用600V的管子，一般前面电压要控制在550V以内；带PFC时，一般用650V的管子。确定MOSFET所需的额定电压时，要考虑计算电压占一定比例，以600V为例，说明MOS上的电压不会超过$600V×0.9 = 540V$，但实际计算下来有可能超过540V。MOSFET选型原则：额定电压应当大于保护电压，使MOSFET不会失效。必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大$V_{DS}$，并考虑整个工作温度范围内电压的变化范围，确保有足够的余量覆盖这个变化范围，保证电路不会失效。虽然选取MOS管没有非常具体的单一计算公式，但需综合考虑这些因素。开关模式选择与尖峰影响硬开关

特点：开通时，开关器件的电流上升和电压下降同时进行；关断时，电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，且损耗随开关频率的提高而急速增加。同时，硬开关还存在感性关断电尖峰大、容性开通电流尖峰大和电磁干扰严重等问题。

应用情况：尽管硬开关存在诸多缺点，但应用范围仍然较广，如硬开关VIENNA Boost转换器、硬开关模式下的推挽结构的300W的DC/DC变换器等。

软开关：在硬开关电路的基础上，加入电感、电容等谐振器件，在开关转换过程中引入谐振过程。使开关在其两端的电压为零时导通，或使流过开关器件的电流为零时关断，从而改善开关条件，降低硬开关的开关损耗和开关噪声，提高电路的效率。准谐振（QR）技术

原理：基本架构是Flyback，利用变压器漏感形成类似共振的效果，使电压波形出现弦波，再利用弦波的波谷段将MOSFET导通，此时MOSFET D - S两端的$V_{DS}$最小，减少切换损失，提高效率，同时优化EMI特性。

适用情况：QR比较适合前级有PFC预稳压的电路。在宽范围输入的应用中，当输入电压较低时，可能不如CCM模式。在低压输入时，MOSFET的开关损耗不是主要因素，采用QR模式会增大导通损耗，开关损耗降低不明显，效率基本无提升，但对EMI仍有好处。

示波器测试与尖峰观察选择示波器时基原则：在能观察到信号的完整周期的情况下选择最小档位，因为档位越小仪器测量精度越高。一般对于周期性信号，调节示波器的时间档位观察信号的1.5到3个周期即可，同时还需要考虑采样率、存储深度等因素。时基问题与混迭现象：如果示波器的采样速率太慢，会产生混迭现象，即屏幕上显示的波形频率低于信号的实际频率，显示的波形不稳定，出现错位波形。在测试推挽升压变换器的尖峰时，正确选择示波器时基可以更准确地观察和分析尖峰特征。例如，在观察逆变器开机软启动过程的$V_{DS}$电压波形时，合适的时基设置可以清晰看到占空比从窄到宽的过程以及开机瞬间漏感储存能量形成的尖峰。

400V 和 800V 电动汽车架构的车载充电机有何不同？

400V和800V电动汽车架构的车载充电机（OBC）在多个方面存在显著差异，具体如下：

一、半导体器件400V OBC：允许使用成熟的Si MOSFET，其典型标准额定电压为650V。800V OBC：

MOSFET额定电压需增加至1200V阻断电压能力，宽带隙（WBG）器件如SiC MOSFET凭借1200V额定电压成为替代方案。SiC MOSFET相较于Si MOSFET具有更高击穿电压、更低导通电阻、更佳散热性能及更高开关频率。目前可选的SiC MOSFET品牌众多，如ON、ST、英飞凌等。同时，GaN凭借卓越开关频率正与SiC技术竞争，几乎所有OBC厂家都在进行GaN产品预演开发。

当800V OBC连接到120V或240V电网时，交流/直流转换器级中的二极管或MOSFET必须具备更高额定电压以应对更高母线电压，所需额定电压比400V OBC增加一倍，但损耗不一定增加。变压器匝数比通常加倍以补偿更高电池电压，使变压器次级绕组电流减半，变压器总铜损降低一半，流经次级绕组电流降低也降低了二极管桥功率损耗。适用于800V OBC的二极管桥可具有比400V OBC更低的内阻，从而降低传导损耗，例如ST的STPSC2006CW（600V）和STPSC15H12（1200V）SiC二极管，后者内阻为66mΩ，前者额定内阻为84mΩ。

图一、显示了额定电压在400至800 V之间的各种逆变器和电机组合中二极管和MOSFET导通损耗的差异（：IEEE）从上图可以看到，800 V OBC/800 V逆变器组合中的二极管和传导损耗小于其他OBC - 逆变器组合。二、控制芯片（MCU/DSP）400V OBC：使用的MCU/DSP看似可用于800V OBC，但需配备更高分辨率的ADC。800V OBC：

随着需要更高开关频率的WBG器件出现，对电动汽车使用的复杂MCU需求明显增加。内燃机汽车中使用的传统MCU不能用于电动汽车。

在OBC中，MCU在控制PFC和LLC部分发挥重要作用，这两个部分转换器的输入或输出可能需处理800V电压。当电压从400V升至800V时，ADC必须具有更高分辨率，才能高效控制输入半导体开关的PWM信号。此外，MCU的更高分辨率ADC（例如Stellar E1的12位分辨率）也能实现高效的电压和电流感应。

图2、电动汽车中WBG器件的开关频率更高，需要能够生成高频PWM信号的MCU（：embedded.com）图3、OBC中的 MCU，用于控制 PFC 和 LLC 部分（：ST）三、变压器400V OBC：变压器匝数比相对较低。800V OBC：变压器匝数比（n = N2/N1）通常比400V OBC的匝数比高出一倍。这种调整对于补偿更高电池电压并保持初级侧相似电压和电流波形至关重要。次级电流幅值减半，允许使用更细次级绕组，横截面积减小有助于绕组更好融入磁芯窗口，并降低传导损耗。不过，由于磁通密度保持不变，变压器铁损不会受到显著影响。四、拓扑结构400V系统：大多采用双交错Boost PFC或图腾柱PFC + 双向CLLC的结构。800V系统：采用三相六开关（车载电源）以及三电平VIENNA（充电桩等）等，主要差异体现在PFC这块。五、其他方面电气安全：400V与800V的电气安全（电气间隙和爬电距离）要求差异很大。成本：400V与800V OBC成本差异较大。

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