逆变器的拓扑结构

一种应用于200kW+组串式光伏逆变器的IGBT模块方案

1500Vdc系统光伏逆变器拓扑结构介绍

1500Vdc逆变器主流采用NPC1，NPC2，ANPC三电平方案及五电平方案。五电平方案控制复杂，功率器件更新困难，三电平方案成为主流。拓扑结构与新晶圆技术相辅相成，更高耐压速度晶圆简化拓扑结构。NPC1与ANPC使用低耐压器件，ANPC增加两IGBT，驱动更复杂但自由度更高。英飞凌F3L400R10W3S7F_B11模块采用ANPC拓扑，助力200kW以上功率逆变器。

ANPC与NPC1模块解决方案比较

ANPC拓扑在相同功率下采用更小晶圆，降低成本。以F3L400R10W3S7F_B11模块为例，使用ANPC拓扑，钳位二极管只需100A SiC二极管，而NPC1至少需300A Si二极管。ANPC拓扑损耗分布更均匀，长、短换流回路优势明显。

钳位二极管采用SiC二极管助力效率提升

SiC二极管在恶劣条件下稳定快速恢复，降低反向恢复损耗。与Si二极管相比，SiC二极管反向恢复电流小，降低开通损耗。200kW 1500Vdc组串式光伏逆变器仿真结果显示，采用SiC二极管的ANPC模块效率显著高于纯Si的NPC1模块。

英飞凌F3L400R10W3S7F_B11模块特点及调制方法推荐

模块采用四块两慢的调制方式，L7晶圆适用于工频切换，S7晶圆适用于高频动作。在低电压穿越情况下，推荐采用图8调制策略，形成两个零电平回路，有效降低SiC二极管热应力，提高系统可靠性。

结论

本文介绍了1500Vdc组串式逆变器拓扑结构，ANPC与NPC1拓扑比较，英飞凌F3L400R10W3S7F_B11模块特点及调制策略。SiC二极管的应用显著提高了模块效率。低电压穿越下推荐使用改进调制策略，降低SiC二极管热应力，提高系统可靠性。

Heric拓扑的优势，为什么单项光伏逆变器通常选用Heric拓扑？

揭秘Heric拓扑的魅力：为何单项光伏逆变器首选Heric结构？

在光伏逆变器的世界里，美国的UL标准一直是行业关注的焦点。自1999年UL 1741问世以来，它不仅是电击、火灾、机械安全的守护者，更是输出功率特性和电网兼容性的重要考量。然而，2014年UL 62109-1的发布，为逆变器认证带来了新的选择，它作为IEC 62109-1在美国的应用，为适应全球市场提供了灵活性。

欧洲市场则遵循严格的IEC 62109系列标准，如IEC 62116、IEC 61727等，不仅强调设备的电气和机械安全，还着重于电性能的评估。各国对此标准的采纳程度各异，英国虽未完全采用IEC，但也有G83/1和G59/1等本土标准。德国的VDE0126-1-1，西班牙的RD 1663/2000，澳大利亚的AS 4777，意大利的DK5940等，都是针对电网保护的认证典范。

尽管标准繁多，但Heric拓扑在单项光伏逆变器中独树一帜。这种拓扑结构的优势在于其高效、可靠和灵活性，它能够在满足众多安全标准的同时，提供卓越的转换效率和电网兼容性。对于那些寻求全球市场准入的制造商而言，Heric拓扑往往成为他们的首选，因为其一次认证，多国通用，极大地简化了认证流程，降低了成本。

如果你正考虑逆变器的认证需求，不妨考虑ATS全测检测的解决方案。作为一站式服务提供者，我们能帮助你轻松获得全球20多个国家的并网证书，只需一次测试，简化你的认证之旅。如果你对Heric拓扑或全球认证有任何疑问，我们的专业团队随时待命，解答你的困惑。

光伏漫谈4- 逆变器拓扑结构

光伏逆变器作为光伏发电核心设备，其设计与应用根据不同功率需求与场景，采用的电路拓扑结构存在显著差异。主要拓扑结构包括工频隔离、高频隔离、非隔离以及特殊的组串式逆变器NPC拓扑等。

工频隔离逆变器采用工频50Hz变压器实现功率传输，结构相对简单，由整流桥、滤波和工频变压器组成，但受限于体积较大的变压器，实际应用中较少使用。

高频隔离逆变器在微型逆变器中较为常见，为了保障人体安全，需要在交流与直流侧隔离。此拓扑结构采用高频隔离，可显著减小体积。三种常用拓扑结构包括昱能的250W微型逆变器、禾迈MI-700的交错反激拓扑以及不含直流母线串联谐振的拓扑。前两种拓扑在高压电容使用、控制复杂度和效率上有所差异，后者则无需高压电容，但需要增加低压大电容，控制简单，适合小功率应用。

非隔离逆变器通过直接将光伏输入升压至工频信号，进而实现组串式逆变，相比隔离型，此类逆变器效率更高、成本更低，但存在零点偏移、直流分量等问题。为解决此类问题，可以采用交流或直流旁路方式隔断DC分量。专利H5技术通过5个开关管实现了直流旁路逆变器，通过交替控制实现完整的正弦输出。

组串式逆变器中，NPC三电平逆变器因其效率高、谐波小而广受青睐。I型NPC结构正负半周期由不同的IGBT承担开关损耗，ANPC结构则通过在每个IGBT旁并联IGBT来平衡内（Q2和Q3）外（Q1和前）管之间的损耗。T型三电平拓扑则通过减少开关损耗，提高效率，但需要IGBT耐压达到母线电压的两倍，适用于低压系统或高压功率管应用。

随着功率器件特性和耐压的提升，某些拓扑结构的竞争力增强。同时，学术研究的深入与功率器件的变化将催生更多逆变器拓扑，进一步提升应用效率，降低体积和成本。技术发展将持续推动逆变器拓扑的创新与优化。

逆变器的heric结构到底是什么意思

1. "heric"一词的字面含义是指"Highly Efficient Reliable Inverter Concept"，即高效可靠的逆变器概念。

2. Heric逆变器采用非隔离的拓扑结构。与传统的光伏并网逆变器不同，后者利用变压器进行电隔离来确保人身安全，但这会降低系统效率。

3. Heric逆变器无需变压器，其拓扑结构在H桥的桥臂两端添加两个反向的开关管以实现续流，从而在续流阶段隔离电网与光伏电池。

全桥逆变器开关管电压尖峰产生原因

1. 拓扑结构原因：在全桥逆变器中，由于多个开关管需要在切换时间内依次操作，这会导致电容的充放电过程，从而产生电压尖峰。

2. 开关管反馈导致的振荡：在高频开关操作中，开关管的反馈电感电压和节点电压往往包含高频分量，这些高频分量可能引起振荡，导致输入和输出端电压的瞬时变化，形成电压尖峰。

3. 开关管参数不匹配：在逆变器电路设计中，如果开关管的类型或参数选择不当，例如额定电流不足或开关管结构缺陷，都可能引起开关管电压尖峰的产生。

4. PCB设计和布线问题：PCB板的设计不合理，如导线间隔过小或布线路径过长，可能导致电源信号波形失真，进而引起电压尖峰的产生。

单相小功率逆变器拓扑

逆变器技术在光伏并网系统中的应用日益广泛，尤其在低压电网指令和无功调节方面面临挑战。常见拓扑结构在抑制漏电流和共模电流方面存在局限性，因此高效抑制漏电流的拓扑架构和共模电流抑制成为关键。本文将详细介绍逆变器拓扑在这些问题上的解决方案和改进。

传统小功率逆变器主要使用H4单相全桥拓扑，但由于存在漏电流问题，需要通过改变调制策略或增加RC吸收电路、输出隔离变压器等方式解决，这些措施会导致效率下降、体积增大和成本增加。德国SMA公司推出的H5结构从根本上解决了漏电流问题，随后出现了一系列解决漏电流的拓扑，如H6、双Buck拓扑等，这些拓扑在提高效率方面表现出色。

抑制共模电流是提升逆变器性能的关键之一。共模电流影响系统安全，降低效率，并引入谐波。逆变器中寄生电容的存在导致共模电压变化，进而产生共模电流。抑制共模电流的方法主要是降低共模电压的频率或维持共模电压不变。在实际应用中，选择合适的拓扑结构对于抑制共模电流至关重要。

H4和H6拓扑在抑制共模电流方面的性能分析表明，H6拓扑相对H4拓扑在共模电流抑制上具有优势。H6逆变拓扑采用单极性SPWM调制，产生高频SPWM输出波形，通过LC滤波器连接市电。控制环路通过采样BUS电压、市电电压和电感电流，实现输出电流与市电电压相位的同步，同时满足各法规对输出电流的要求。在工作原理中，H6逆变桥采用6个开关管驱动波形，实现高频和低频开关管的优化配置，以减少损耗和提高效率。

在H6拓扑中，开关管的选取考虑了开关频率和电流峰值等因素，以确保在稳定工作条件下，高频开关管开关动作时的△Vds范围较小，从而减少开关损耗。此外，通过合理配置二极管、滤波电感和滤波电容，实现逆变器的高效运行和良好的电流输出波形。

为了进一步优化逆变器的性能，设计了差分采样电路和抬升电路，以满足DSP28335的ADC输入电压范围需求。逆变器的输出滤波器采用LC或LCL结构，选择合适的滤波器结构以满足不同应用场合的需求，从而实现对高频谐波的有效衰减。

最后，通过双极性和单极性SPWM控制方式的比较，双极性SPWM虽然在损耗和电感电流纹波方面相对较高，但不存在共模漏电流问题，且不容易产生过零点畸变。因此，在设计逆变器控制策略时，需要综合考虑效率、损耗和系统稳定性等因素。

综上所述，高效抑制漏电流的拓扑架构和共模电流抑制策略是小功率逆变器面临的技术难题。通过采用先进的拓扑结构、优化控制策略和合理配置电路组件，可以显著提升逆变器的性能和可靠性，满足低压电网指令和无功调节的需求。

安森美 | 带你了解主流商用组串式太阳能逆变器的拓扑结构

随着全球变暖及碳排放问题的日益严峻，清洁能源的广泛应用显得尤为重要。太阳能作为清洁能源的一种，其逆变器在不同终端应用中扮演着关键角色。其中，组串式逆变器以其灵活、易于维护的特点，正在成为主流太阳能逆变器类型，广泛应用于住宅、商业及公用事业。

组串式逆变器系统主要由光伏电池板串或阵列、DC-DC升压转换器、DC-Link电容器和逆变器(DC-AC转换器)组成。DC-DC级实现两个主要功能，即提升PV串的输出电压至DC-Link工作电压水平，并实施MPPT(最大功率点跟踪)功能，以确保在不同环境和太阳辐照度下，光伏面板能产生最大功率。逆变器则负责将直流电转换为交流电，满足住宅用电或并网需求。

组串式逆变器的直流母线电压通常为1100V，但在大型住宅、商业及分布式公用事业规模应用中，使用1500V或更高电压可以降低铜线和开关设备的成本，同时在更广的温度和辐照条件下捕获更高能量。DC-DC升压级的拓扑结构主要有三种，其中飞跨电容升压和对称升压作为三电平拓扑，可以降低开关电压，提升效率和功率密度，但需注意额外开关器件带来的成本和驱动问题。

逆变器级决定了总效率和输出质量，三电平拓扑结构在大功率三相逆变器系统中尤为关键。除了降低开关损耗和半导体需求外，三电平系统还能提供更好的正弦电压波形，减少电缆压力和高灵敏度电气设备的风险。相较于两电平系统，三电平系统中的MOSFET或IGBT所承受的电压减少，降低了大功率太阳能逆变器的成本，同时减少了EMI，并提高了输出波形质量。

为了优化太阳能逆变器设计，安森美(onsemi)提供了一系列电子元器件，包括1200V, 20mΩ的SiC MOSFET、单通道I-NPC SiC混合集成功率模块、以及2件装半桥全SiC功率集成模块，这些元器件在不同应用中展现出独特优势。此外，安森美还提供即用型SIMetrix电路仿真，帮助客户在订购任何硬件之前，获得准确数据，确保设计过程的高效性和准确性。

三电平SVPWM基本理论（1）

一、三电平基本原理

三电平逆变器主要由T型NPC、二极管箝位型（I型NPC）和飞跨电容型（FC NPC）三种拓扑结构组成。

二、二极管箝位型分析

以A相为例，分析其工作原理。

1）Q1与Q3、Q2与Q4分别互补导通，形成电流流向负载或逆变器。

2）在Q1、Q2同时导通，Q3、Q4同时关断时，电流从逆变器流向负载，此时A点电位等于DC+，相当于Udc/2。

3）Q3、Q4同时导通，Q1、Q2同时关断时，电流从负载流向逆变器，此时A点电位等于DC-，相当于-Udc/2。

4）通过D1、Q2或D2、Q3导通，电流可以分别从逆变器流向负载或负载流向逆变器，此时A点电位等于中点电位O，相当于0。

三、开关状态与输出电压的关系

任意相可投入三个电平，通过开关函数定义电平状态，即相对于O点的电平。

四、电平定义与切换模式

对于任意相，电平状态有三种切换模式，形成对应的电平状态表达式。

五、输出线电压计算

任意相输出电压可通过线电压的计算公式得出，公式包含线电压与电平状态的矩阵关系。

六、负载相电压计算

在三相平衡条件下，根据负载相电压的计算公式，可以得出负载相电压与线电压之间的关系。

SVPWM的一点理解

如何理解SVPWM的问题，一直是很多人心中的疑团。然而如果你是做电机控制的，这始终是个无法回避的话题。本文尝试从基于载波的SVPWM的角度进行阐述。

三相逆变器拓扑结构如下：

基于倒推的方法进行理解。已知svpwm的电压利用率可达1，使用svpwm的调制方式，线电压的幅值可达Udc。假设：Udc=1；选择载波范围为[0,1]。为了防止进入过调制区域，必须保证调制波范围为[0,1]。基于载波的调制方式，画一个简图，理论上，调制输出的端电压波形应该和调制波波形相同（幅值及相位均相等）。因此，为了不进入过调制，端电压的幅值也需要被限制在[0,1]。当线电压幅值为Udc时，相电压的幅值应该为[公式]。当线电压Uab,Uac,Ubc幅值为1，那么Uan，Ubn，Ucn幅值应该为[公式]，如下图所示。三相的端电压与相电压的关系为：[公式]、[公式]、[公式]。将公式相加，可得[公式]；相减，可得线电压为：[公式]、[公式]、[公式]。可知，Uno的选择不影响线电压的大小，你可以根据需要去选择其大小。若取星结点电压为[公式]，端电压，相电压及星结点电压可用下图曲线表示。上图中端电压Uao/Ubo/Uco超过了1。前面提到，为了防止进入过调制，端电压Uao/Ubo/Uco的大小必须小于1。因此，上述星结点电压的选择并不合适。为了满足Uan，Ubn，Ucn幅值为[公式]，且使端电压Uao/Ubo/Uco不大于1，该如何选择星结点电压Uno呢？如果能够想办法选择出合适的星结点电压，让超过1的波峰被削掉，如下图所示。此时，端电压波形Uao/Ubo/Uco，即调制波波形，按照上述思路，你肯定可以想到其他的星结点选择方式。

这里为了清楚显示结果，将模型信号流做如下处理，当然这样并不符合MAAB建模规范。由仿真结果得知，母线电压为0.998，约为1；相电压幅值为0.5762，约为[公式]。调制波及载波波形如下图所示。

基于载波的调制方式，如下图所示。首先给出如下公式，调制信号为[公式]。端电压为[公式]。上述公式成立的前提是不能进入过调制区域。对于spwm而言，[公式] 如载波在[-1,1]之间， [公式] 均为幅值为1的正弦调制波形，那么根据上述公式可得，端电压幅值及相电压幅值均应该为E/2。可知上述结论与常识相符合。假设[公式]，[公式]，[公式]，m为调制比，m<=1时，为线性调制。则根据公式(1)和公式(2)，可知[公式]、[公式]、[公式]。由上述公式可得线电压：[公式]、[公式]、[公式]。可知，[公式]不影响线电压，因此称其为零序电压分量。当[公式]时，那么线电压为E，则电压利用率达到了1。但是，此时必须选择合适的[公式]，防止调制波超过载波幅值1（防止进入过调制）。这里直接给结论，如下[公式]的一种选择，可等价于SVPWM：[公式]、[公式]、[公式]。但是，基于载波调制方式和基于空间矢量调制实现的SVPWM等价与否，能否给出证明呢？我们知道，基于空间矢量的svpwm中施加的T0=T7=(1-T1-T2)/2。上述问题变成了，已知零序电压为[公式]，如何证明T0=T7=(1-T1-T2)/2？第一扇区的空间向量调制，如下图所示。由上图，基于伏秒等效原理(面积等效,即电压波形和时间轴围成的面积)可得：[公式]、[公式]、[公式]。基于上述公式组(3)及公式(1)可得：[公式]、[公式]。基于公式组(1)，三个公式左边右边相加，可得[公式]。将公式(4)带入上式可得，基于空间向量调制等效的零序分量为[公式]。且根据公式组(3)，左边右边相减，可得：[公式]、[公式]。基于上述公式可得：[公式]、[公式]、[公式]。扇区分布及三相电压大小关系如下图所示。那么在第一扇区，[公式]和[公式]可表示为：[公式]、[公式]。基于已知条件的零序电压为[公式]，代入[公式]和[公式]可推出：[公式]。假设公式(6)和(7)相等，可得：[公式]化简后可得：[公式]。又由于[公式]，则可得：[公式]。证明完毕。可知只要合理选择零序分量及零矢量的作用时间，基于载波的方式和空间向量等效。

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